http://blog.csdn.net/kingbeful/archive/2007/05/13/1606615.aspx
3.1 GPS前端的結構
對於GPS的實現，在射頻方面，我們主要做的是一個接收機，來接收衛星信號。一下將探討一下幾種基本的結構。
3.1.1 外差法(Heterodyne)
首先，我們要得到信號，則必須要濾波——在很多噪聲中濾出我們需要的信號，而在一個非常高的頻率（射頻）設計一個帶通濾波器需要非常高的Q值。而外差法是將比較高的信號的頻帶，降低到一個比較低的頻帶，從而使我們可以使用一個較小的Q值來設計後端的濾波器。外差法的基本結構如圖3-1所示：
圖3-1 外差法的基本結構
為了實現能夠將頻率降低，我們需要一個混頻器(mixer)，混頻之後的出現的頻率為ω0+ω1和ω0-ω1然後通過一個低通濾波器濾掉ω0+ω1就可以獲得較小的那個頻率。通常我們把ω2叫做中頻(intermediate frequency，IF)，把ω0叫做本振頻率(local oscillator, LO)。
在使用外差法的過程中會遇到鏡像的問題。
由於 
，所以對於ω1還有一個跟他相對應的鏡像頻率使得它與ω2之差也為中頻。具體的表示如下：
因此，如果不能對
處的頻率進行較好的濾除，則會對中頻信號產生干擾。通常我們採用增加一個鏡像抑制濾波器(image-reject filter)來抑制鏡像頻率。增加鏡像抑制濾波器後的外差電路如圖3-2所示：
圖3-2 增加鏡像抑制濾波器後的結構
由於鏡像信號距離我們所需要的頻率有兩倍的中頻頻率。因此，通常為了使得濾掉鏡像更加容易，一般選擇相對較高的中頻頻率信號，但是高的中頻信號，對於後級的中頻放大器和濾波器的要求也會相應的提高（比如，需要一個高Q值得中頻濾波器）所以在選擇中頻的時候我們需要權衡(trade-off)。圖3-3(a)和(b)分別表現了在高中頻和低中頻的時候對鏡像以及對幹擾信號的抑制作用。
圖3-3 (a) 高中頻對於鏡像以及對幹擾信號的抑制作用
圖3-3(b) 低中頻對於鏡像以及對幹擾信號的抑制作用
由於對於一個給定的射頻頻率我們可以有兩個
來得到我們想要的 
，即：
前者稱為高端注入(high-side injection)，後者稱為低端注入(low-side injection)。通常選擇 在射頻的頻率之上，即高端注入。
從前面的討論我們注意到，高中頻對於鏡像抑制濾波比較有利，簡化了本振的設計。而低中頻對於後級的中頻濾波比較有利。因此我們常常對外差法進行延伸，採用雙中頻(dual-IF)結構，即通過兩次的變頻來實現設計。其結構如圖3-4所示：
圖3-4 雙中頻結構
使用雙中頻的好處是既方便了前端的鏡像抑制濾波器的設計，能夠更加方便的濾去鏡像的信號，而且由於通過兩次的混頻，頻率可以被降到一個比較低的範圍，對後端的中頻濾波器的設計比較有利。
3.1.2 零差法(Homodyne)
我 們採用雙中頻的結構是為了使得鏡像頻率跟我們所需要的頻率相距的足夠遠，因為這樣就只需要一個簡單的濾波器就可以提供必要的鏡像抑制。但是如果我們選擇的 中頻是零的時候，信號和鏡像之間的距離也為零，這就意味著，鏡像信號就是我們需要的信號，因此我們就不需要在前端加鏡像抑制濾波器。零差法有時候也叫直接 變頻法。
零差法中LO的相位對於輸入的射頻信號的相位十分重要，如果相位一致，則輸出信號可以達到最大值，如果相位正交，則解調的信號為零。最普通的直接變頻接收機需要兩個混頻器和兩個LO。其中兩個LO相互正交。其基本的示意圖如圖3-5所示：
圖3-5 直接變頻的結構
但是零中頻結構也有一些其自身的問題，例如，本振洩漏、直流偏差、偶次失真和閃爍噪聲等問題。因此有效地解決這些問題是保證零中頻結構正確實現的前提。下面將作簡單的介紹。
（1）本振洩漏(LO Leakage)
零中頻結構的本振頻率與信號頻率相同，如果混頻器的本振端口與射頻端口之間的隔離性能不好，本振信號就很容易從混頻器的射頻端口輸出，再通過低噪聲放大器洩漏到天線，輻射到空間，形成對鄰道的干擾，本振洩漏示意圖3-6如下：
圖3-6本振洩漏
（2）直流偏差(DC Offset)
直流偏差是零中頻方案特有的一種干擾，它是由自混頻(Self-Mixing)引起的。洩漏的本振信號可以分別從低噪放的輸出端、濾波器的輸出端及天線端反射回來，或洩漏的信號由天線接收下來，進人混頻器的射頻口。它和本振端口進人的本振信號相混頻，差拍頻率為零，即為直流，如圖3-7(a)所示。
同樣，進人低噪放的強干擾信號也會由於混頻器的各端口隔離性能不好而漏人本振口，反過來和射頻端口來的強干擾相混頻，產生直流，如圖3-7(b)所示。
這些直流信號將疊加在基帶信號上，並對基帶信號構成干擾，被稱為直流偏差。直流偏差往往比射頻前端的噪聲還要大，使信噪比變差，同時大的直流偏差可能使混頻器後的各級放大器飽和，無法放大有用信號。
圖3-7(a) 本振洩露自混頻
圖3-7(b) 干擾自混頻
（3）偶次失真(Even-Order Distortion)
典型的射頻接收機僅對奇次互調的影響較為敏感。在零中頻結構中，偶次互調失真同樣會給接收機帶來問題。如圖3-8所示，假設在所需信道的附近存在兩個很強的干擾信號，LNA存在偶次失真，其特性為y(t)=α1x(t)+α2x2 (t)。若x(t)=A1cosω1t+A2cosω2t，則在y(t)中就會包含α2A1A2cos(ω1-ω2)t項，這表明兩個高頻干擾經過含有偶次失真的LNA將產生一個低頻干擾信號。若混頻器是理想的，此信號與本振信號cosωLOt混頻後，將被搬移到高頻，對接收機沒有影響。然而實際的混頻器並非理想，RF口與IF口的隔離有限，干擾信號將由混頻器的RF口直通進人IF口，對基帶信號造成干擾。
偶次失真的解決方法是在低噪放和混頻器中使用全差分結構以抵消偶次失真。
圖3-8 來自干擾的偶次失真影響
（4）I/Q失配(I/Q Mismatch)
採用零中頻方案進行數字通訊時，如果同相和正交的兩個支路不一致（例如，混頻器的增益不同，兩個本振信號相位差不是嚴格的90°），會引起基帶I/O信號的變化，即產生I/O失配問題。
（5）閃爍噪聲(Flicker Noise)
閃爍噪聲又稱為1/f噪聲，其大小隨著頻率的降低而增加，主要集中在低頻段。與雙極性晶體管相比，場效應晶體管的噪聲要大得多。閃爍噪聲對搬移到零中頻的基帶信號產生干擾，降低信噪比。通常零中頻接收機的大部分增益放在基帶級，射頻前端部分的低噪放與混頻器的典型增益大約為30 dB。因此有用信號經下變頻後的幅度僅為幾十微伏，噪聲的影響十分嚴重。因此，零中頻結構中的混頻器不僅設計成有一定的增益，而且設計時應儘量減小混頻器的噪聲。
零 中頻接收機最吸引人之處在於下變頻過程中不需經過中頻，且鏡像頻率即是射頻信號本身，不存在鏡像頻率干擾，原超外差結構中的鏡像抑制濾波器及中頻濾波器均 可省略。這樣一方面取消了外部元件，有利於系統的單片集成，降低成本。另一方面系統所需的電路模塊及外部節點數減少，降低了接收機所需的功耗並減少射頻信 號受外部干擾的機會。因此零差法雖然有其自身的缺陷，但還是在受到越來越廣泛的關注。
3.1.3 鏡像抑制法(Image-Reject)
在外差法中，我們通過一個鏡像抑制濾波器來抑制鏡像的信號，而鏡像抑制法使用一個複雜的混頻器，在混頻的過程中將鏡像信號消除掉。因此就不再需要鏡像抑制濾波器，而且在系統結構的設計過程中也不需要考慮鏡像的問題。特別是可以使用相對較低的中頻來放鬆對中頻濾波器、A/D轉換和後續的基帶信號處理的要求。
由於是由Hartley最先提出的，因此這樣的結構也叫Hartley結構(Hartley Architecture)。其示意圖如圖3-9所示：
Hartley結構中先將RF信號和正交的LO信號相混頻，然後再通過低通濾波器和90°移相網絡將兩個信號相加。可以想像在A點和B點有同極性的我們做需要的信號和不同極性的鏡像信號，所以相加的結果是輸出的中頻和鏡像無關。
但是Hartley結構的缺點是對於失配非常的敏感，如果相位和增益沒有匹配，鏡像信號就會只是部分的消除。因此，I/Q的失配的影響在鏡像抑制法中比零中頻更加的嚴重。同樣，移相網絡和加法器也是非常重要的參數。另外由於在移相網絡中R和C引入的增益的匹配問題，也嚴重的限制了對鏡像信號的抑制。
圖3-9 Hartley結構
圖3-10顯示了另一種用來實現鏡像抑制法的結構，它和Hartley結構是等價的，通常把它稱作Weaver結構(Weaver Architecture)。
圖3-10 Weaver結構
Weaver結構中通過第二個正交的混頻器來代替Hartley結構中的RC移相網絡，使用這個方法會將任意信號中的鏡像干擾濾除。當然，Weaver結構同樣對失配很敏感，但是，由於沒有使用RC網絡，因此對鏡像的抑制非常好。
3.1.4 數字中頻法(Digital-IF)
第一次混頻後的信號經放大直接進行A/D變換，然後採用兩個正交的數字正弦信號作本振，採用數字相乘和濾波後得到基帶信號。其示意圖如圖3-11所示：
圖3-11數字中頻法
數字中頻法所以到的問題是對A/D轉換的要求很高。例如在圖3-11中的A點，通常只有幾百μV的電壓，所以要求A/D轉換的量化噪聲和熱噪聲必須少於幾十μV。另外，如果中頻的帶通濾波器不能完全的濾除跟我們所需要的信號很近的一些干擾，則A/D轉換的非線性度就必須足夠的小，來最小化信號互調的誤差。同樣A/D轉換的動態範圍也必須要足夠的寬，來調節由於在路經上有損失而發生變化的信號。
此主題相關圖片如下:
此主题相关图片如下：
此主题相关图片如下：
